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超高速PCB設計中的寬帶信號分析
超高速PCB設計中的寬帶信號分析
在進行高速設計時，良好的設計和分析方法應該考慮到所討論信號的整個帶寬，而不僅僅是單個限制頻率。模擬信號更簡單，因為它們的帶寬更小，但模擬組件的電路仍然需要在整個帶寬內具有平坦的響應，以防止信號衰減。
什么是寬帶信號？
像許多工程術語一樣，“寬帶”這個詞是一個相對術語；一位工程師的寬帶信號是非常窄帶的信號。一般來說，寬帶信號是一種數字或模擬信號，其中包含分布在廣泛范圍內的頻率分量。頻率分量的擴展范圍可以是載波頻率的百分之幾（例如，典型的 FM 信號），或者它可以跨越許多倍頻程（例如，截斷的數字信號）。無論如何，我們正在設計一個電路板或分析一個在廣泛頻率范圍內突出的測量。
考慮NRZ 和 PAM4 信令。這兩種信令方案無疑是寬帶的；每個的奈奎斯特頻率分別是波特率的 1/2 和 1/4，但在超過 5 倍奈奎斯特頻率時可以看到失真和錯誤。顯然，在如此高的頻率下發生的情況很重要，但較舊的設計方法告訴設計人員只考慮在一個頻率下發生的情況。
當典型的高速信號分布在很大的頻率范圍內時，您使用哪個頻率來設計互連？下面來自 Heyfitch 和 Shlepnev 的示例圖片表明答案并不那么清楚。
帶狀線對高速信號的響應在高頻下顯著下降。這是因為實際傳輸線的作用類似于低通濾波器，而不是高通濾波器。
上圖應該具有指導意義，并告訴您為什么在整個信號帶寬內工作如此重要。藍色圖顯示了邊緣速率為 4 ps 的 PAM4 偽隨機二進制位序列的功率譜密度，紅色曲線顯示了在互連的 Rx 端測量的響應（PCB 上只有 25 厘米的走線）。損耗主要發生在通常與毫米波信號相關的高 GHz 頻率上。事實是，更多的數字設計人員需要在這些頻率下工作，以適應高速信號標準中更快的邊沿/波特率。
寬帶信號分析入門
首先，寬帶信號分析從頻域開始（參見上面的 PSD 圖?。?，因為這是查看信號帶寬以及 PCB 在不同頻率下如何響應的唯一方法。在 PCB 設計中，寬帶信號分析可用于評估信號帶寬內的信號完整性指標，而不僅僅是在單個頻率上。這是USB 4.0標準中采用的分析方法，我在其他領域也采用相同的方法。
寬帶信號分析沒有固定的過程要遵循。相反，您需要考慮對您的設計很重要的重要信號完整性指標。在某些情況下（例如，我上面提到的 USB 4.0 標準），可能會指定寬帶指標，然后您可以將其用于比較。在設計過程中，您需要依靠信號完整性仿真工具來檢查寬帶信號行為。
以下是檢查不同設計中寬帶信號行為的一般過程：
選擇一種在您的設計中很重要的現象。示例包括關鍵網絡之間的串擾、信號失真（根據傳遞函數計算）、插入損耗、回波損耗和電源總線紋波/接地反彈（在 PDN 上）。需要施加一些上限/下限以確保您的設計正常運行。
模擬相關現象并轉換到頻域。進行傅立葉變換會將您的數據置于頻域中，然后將用于量化您是否達到了設計目標。
為您的設計制定一個品質因數。在進行寬帶信號分析時，您需要有一些指標來量化您是否在整個信號帶寬內達到了設計目標。這通常被表述為頻域中的某個積分，這很簡單，可以進行數值計算。
為了說明第 3 點，下面的示例來自我自己為高速板設計帶狀線的工作。我將這個品質因數命名為“集成阻抗偏差”(IID)，以努力遵循與在 SI 感知設計中使用寬帶設計指標的其他人相同的軌道。此命名方案類似于 USB 4.0 中使用的命名方案（集成差分串擾和集成回波損耗），不同之處在于此特定度量是比較而不是特定度量的計算。
示例：集成阻抗偏差
當試圖將傳輸線設計為目標特性阻抗時，基板中的色散和銅跡線中的粗糙度會在頻域內產生與目標阻抗的奇怪偏差。整個設計帶寬中IID的大小告訴我我滿足設計的阻抗要求的程度。在下面的定義中，Z T ( f ) 是我的目標阻抗，Z ( f ) 是根據分析模型、模擬或數值模型確定的阻抗。光譜I ( f) 是輸入電流頻譜，在此定義中用作加權函數。這基本上讓我們可以說明信號帶寬的哪些部分對阻抗匹配最重要。
我喜歡用于高速寬帶信號分析的示例品質因數。
在上圖中，我們可以看到，給定這個輸入電流脈沖，粗線和平滑線的 IID 值非常相似，即使它們的阻抗譜大不相同。這可以通過左側 y 軸（阻抗的實部）上的幅度來解釋；此處的標度僅跨越 ~2 歐姆，相比之下，虛數值的范圍非常?。▋H ~2%）?？紤]到設計中增加的粗糙度，兩條線非常匹配；事實上，這些線的走線寬高比只有 2% 的差異。
上面要注意的另一個重點是這種比較對于特定的輸入脈沖是有效的。因此，如果我們想要檢查不同的輸入脈沖，我們將為該通道設置不同的 IID 值。這些類型的比較甚至可以應用于固有帶寬受限的信號（例如，調頻信號），然后將考慮有限的相關帶寬和包含最多功率的信號部分。
使用寬帶信號完整性指標
如果您正在為您自己的設計類別確定寬帶信號分析指標，或者您只需要檢查在寬帶寬上與目標值的偏差，您會發現上述公式很有用。上面的方程基本上是我設計的帶狀線上寬帶信號電壓與帶狀線上所需信號之間的均方根誤差。這種差異是由于設計阻抗 Z 和目標阻抗Z T之間的差異引起的 。
在這里，設計目標是調整信號幾何結構，使IID保持在某個可接受的水平以下。如果IID太大，則設計阻抗和目標阻抗之間的差異太大?？梢詫ζ渌盘柾暾远攘浚ɡ?，串擾、損耗、相位響應平坦度等）采用類似的方法。
一種策略是使用寬帶信號完整性指標來開發“設計空間”，該術語與優化問題中定義的可行空間相關。這里的想法是使用您認為對您的設計很重要的相關信號完整性指標來確定滿足您的設計要求的可接受指標范圍。這需要在前端進行大量模擬工作，例如場求解器計算或 IBIS 模擬，但它會幫助您在設計中制定一組可接受的信號完整性指標限制。
平衡 IID 和綜合回波損耗 (IRL) 的設計空間示例。
根據優化問題的定義，您開發的設計空間可能是一個非常復雜的多維圖，無法輕松可視化。試圖平衡兩個指標的最簡單的設計空間是二維空間，如上例所示。在此示例中，我繪制了 USB 4.0 中定義的IID 和集成回波損耗 (IRL) 的可接受限制。雖然您可以使用仿真來開發這些設計空間，但最好的策略是使用測量來考慮信號完整性。
使用測量而不是模擬
某些量，例如由于纖維編織效應引起的周期性載荷，無法使用 EDA 工具輕松模擬。在這種情況下，您仍然可以計算集成的寬帶信號指標來量化信號行為，但您將使用您的測量而不是模擬。在這里，您可能希望根據您的數據計算品質因數，然后將其與您的設計目標進行比較。