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B類放大器
B類放大器
我們在之前的教程中已經看到，A 類放大器的特點是導通角為360°，理論最大效率為50%。在這個新教程中，我們將詳細介紹另一類稱為B類的放大器，它是為解決 A 類低效率問題而開發的。
在第一節中，我們將介紹 B 類放大器的組成及其特性概述。然而，我們將在后面的部分中看到，為了正常工作，需要兩個互補晶體管來確保輸入信號的再現，這就是通常所說的推挽配置。此外，我們將重點介紹 B 類放大器中發生的不希望出現的失真以及一些可能的解決方案來限制它。在本教程的最后一節，我們將逐步介紹如何計算 B 類放大器的理論最大效率。
B類放大的介紹
與 A 類的主要區別在于 B 類放大器的導通角為180°。這意味著只有一半的輸入信號被處理以實現放大過程。為了闡明這一說法，下圖 1比較了 A 類和 B 類放大器的導通角：
圖 1：基于 NPN 的 A 類和 B 類放大器導通角
在圖 1中，我們假設使用的雙極晶體管 (BJT) 是 NPN 類型。在 B 類放大器中，PNP BJT 只會放大信號的負部分，如下圖 2所示：
圖 2：基于 PNP 的 B 類放大器導通角
為了更好地可視化 B 類配置如何放大信號，讓我們考慮兩個信號增益為 5 的晶體管，一個 NPN 和一個 PNP。幅度為 1 的輸入信號和來自 NPN 和 PNP 晶體管的輸出信號可以繪制在圖 3中的同一圖表中：
圖 3：基于 NPN 和 PNP 的 B 類放大。
由于 NPN 晶體管僅放大正半波，而 PNP 僅放大負半波，因此僅使用一個晶體管無法實現忠實再現。然而，從圖 3中，我們看到 NPN 和 PNP 輸出的疊加會重新生成輸入信號的形狀。為了組合這兩個輸出，一個 NPN 和一個 PNP 晶體管被放置在所謂的推挽配置中（圖 4），我們將在下一節中詳細介紹。
B 類放大器的另一個重要特性是晶體管的基極支路沒有直流偏置。因此，B 類放大器只有在交流輸入信號高于雙極晶體管的閾值電平+0.7 V時才能導通。這一事實在觸發 B 類放大典型的不良效應方面起著重要作用，我們將在下一節中闡明這一點。
推挽配置
下面的圖 4顯示了用于 B 類放大的射極跟隨器推挽配置的輸出級，以及輸入信號、NPN 和 PNP 晶體管的輸出以及最終組合輸出：
圖 4：B 類推挽配置
圖 4突出顯示了通常稱為交叉失真的不良影響。在零幅度交叉附近確實有一個區間，信號沒有被忠實地再現。要了解為什么這種現象專門針對 B 類放大器發生，我們需要繪制推挽配置的 (V out , V in ) 特性：
從圖 5中，我們可以看到 B 類推挽配置的輸出/輸入特性只是部分線性的。實際上，在 B 類放大器中，NPN 和 PNP 晶體管工作在截止區域，當輸入信號低于 +0.7 V 閾值（分別高于 -0.7 V）時，NPN 晶體管（分別是 PNP）不會傳導信號。這種行為會在 -0.7 V 和 +0.7 V 之間產生一個 1.4 V 的間隔，其中基極和發射極分支之間不能傳導任何信號。這解釋了在 B 類推挽配置中觀察到的交叉失真。
限制交叉失真
交叉失真需要校正，特別是對于這種效果明顯可察覺的音頻放大器。限制或完全消除失真的第一個可能的解決方案是根據輸出信號的所需線性度或多或少地偏置基本分支。這個解決方案將在下一個教程中詳細介紹，因為稍微偏置基分支對應于 AB 類放大。
另一種解決方案是通過在從輸出到輸入的電路中添加一個運算放大器來修改圖 4，如下面的圖 6所示：
圖 6：負反饋推挽配置
首先，重要的是要記住運算放大器比較反相分支 (-)和同相分支 (+)上的兩個輸入。運算放大器具有非常重要的增益，因此可以高度放大微小的差異。只有當兩個輸入信號嚴格相同時，運算放大器的輸出（在我們的例子中為公共基極支路）才等于零。
讓我們考慮在 B 類負反饋推挽配置的輸出處可以觀察到或多或少重要的交叉失真。當輸出信號在[-0.7V,+0.7V]區間外如實再現時，+、V +支路電位嚴格等于-、V-支路電位。因此，電位差 V + -V -為零，運算放大器不會放大任何信號。雙極晶體管的公共基極支路因此沒有偏置。
如果輸出信號處于交叉失真區間[-0.7 V,+0.7 V]中，則在運算放大器端子處將出現電位差 V + -V – 并將被放大到公共基極支路，這將臨時偏置晶體管為了糾正失真。
總而言之，我們可以說這個電路“強制”輸出保持與輸入相同的形狀，因此再現了忠實的信號。
B級效率
如前面教程所述，放大器的效率由比率η=P out /P abs定義，其中 P out是輸出功率，P abs是晶體管和負載吸收的功率以實現放大過程。在下一節中，我們可以參考圖 4，記住輸出信號是在負載電阻 R L上獲取的。
正如在前面關于A 類放大器的教程中已經看到的那樣，我們可以分解輸出信號 V out (t) 和 I out (t)，例如：
(V 0 ,I 0 ) 表示偏置，(v out (t),i out (t)) 表示交流分量。替代信號也可以重寫，例如：
在交流狀態下，負載 P RL中的耗散功率由以下比率表示：
eq 1 : 負載中的功耗
兩個晶體管中消耗的瞬時功率p(t)可以根據公式 2寫出：
eq 2：晶體管中的瞬時耗散功率
我們可以通過積分計算（我們不會在此詳述）證明晶體管中消耗的平均功率P A滿足公式 3：
eq 3 : 晶體管的平均耗散功率
因此，電源提供的總功率P abs只是負載和晶體管 P RL +P A消耗的功率之和 ：
eq 4 : 為實現放大過程而吸收的功率
最后，效率可以表示為比率 η=P RL /P abs：
eq 5：推挽式 B 類配置的效率
當V AC =V supply時效率最大化，因此給出了理論上的最大效率η max =π/4=78.5 %。與 A 類放大相比，這是對效率的重要改進，A 類放大使用變壓器只能實現理論上的最大 50%，而這會導致額外的成本和復雜性。
上述信息可以總結為顯示功率分布的圖表，如圖 7 所示。重要的是要記住繪制此圖 V AC /R L =I AC。此外，為了表示數量 P abs，我們將其重寫為 P abs =(V supply ×√2/pi)×(I AC ×√2/pi)?((V supply ×0.8)×(I AC ×0.8 ）。
圖 7：B 類放大器的功率分布
結論
本教程通過介紹此類配置的特點來重點介紹 B 類放大器。事實上，我們已經看到 B 類放大的行為與 A 類相反：它僅呈現180°傳導角，并且不能忠實地再現信號。
稍后，表明可以組合兩個晶體管 NPN 和 PNP，以實現更忠實地再現輸出信號的推挽配置。NPN 晶體管負責放大正半波，而 PNP 對負半波執行類似的過程。
然而，這種配置會產生交叉失真，它會在零信號區附近產生正半波和負半波的錯位。如同一部分所述，這種現象來自推挽配置的公共基極支路的零偏壓，以及 NPN 和 PNP 晶體管的閾值電壓，僅允許信號輸出的導電性[-0.7 V,+0.7 V] 零信號間隔。
之后，我們專注于解決交叉失真的可能解決方案。其中之一是根據我們想要實現的所需線性水平來偏置基本分支。這個解決方案將在下一個關于AB 類放大器的教程中詳細介紹。第二種解決方案是增加一個運算放大器，在電路中創建一個負反饋回路。運算放大器強制輸出信號遵循輸入信號的形狀，從而限制或消除不希望的交叉失真。
最后，我們提出了一種計算 B 類效率的方法。我們得出結論，理論最大效率為78.5%，遠高于 A 類配置。這種效率的提高是由于低180°導通角允許晶體管僅在確實存在交流輸入信號時才從電源吸收功率。