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技術專題
線路板設計提高效率并減輕Buck轉換器的功耗
確定電感器和IC之間的最佳匹配對于實現PCB空間，散熱和成本效率方面的最佳性能至關重要。
當今高度發達的功率IC需要出色的功率電感器。構建具有通用尺寸的標準電源可以幫助減少設計時間和生產成本。確定電感器和IC之間的最佳匹配對于實現PCB空間，散熱和成本效率方面的最佳性能至關重要。
讓我們探討設計降壓轉換器時哪些參數最重要，以及如何將其與最佳電感器配對。我們還將學習如何計算基本參數，并解釋開關電源IC和電感器的一些要求，包括紋波電流，電感（L），飽和電流（ISAT）和額定電流（IR）。
當今電子業的發展態勢在過去的10年中，消費者逐漸期望技術將使他們的生活更輕松。同時，普通家庭中電子產品的數量有所增加。連接性和電子設備的不斷增加的選擇意味著這些設備必須變得更加高效才能保持競爭力。對于電源設計人員而言，支持這種消費電子方式轉變的最佳方法是使用一個采用高性能部件的降壓轉換器將電壓從輸入電壓轉換為必要的電源軌。
最常見的電源拓撲是降壓或降壓轉換器。這些拓撲的主要組件是輸入和輸出電容器，開關（例如MOSFET）和電感器。這些設備的目的是調節輸出電壓。高端和低端MOSFET與穩壓器結合使用時會派上用場，并形成一個集成的降壓穩壓器IC。
選擇具有最佳電感器的合適IC并不是很大的挑戰。照顧好幾個設計參數是成功選擇與降壓轉換器配合使用的電感器，避免功率損耗和提高效率的關鍵。
圖1：基本降壓轉換器原理圖
降壓轉換器功率損耗和效率的基本原理降壓轉換器及其基本部件的框圖使您可以清楚地了解哪些組件對效率有貢獻，應該考慮哪些參數（見圖1）。
當分解降壓轉換器的效率和功率損耗時，我們可以看到，對功率損耗和效率影響最大的是MOSFET和電感器。靜態電流和編程電阻不是主要貢獻者（見圖2）。
圖2：帶有MPL-AL6060-15015μH電感器的MPQ4572降壓轉換器的效率圖
圖3：降壓穩壓器的效率故障
圖3顯示了負載為2A的24V至5V降壓轉換器的效率細分。電感器和MOSFET的功耗為870mW，而靜態功耗僅增加了900μW。為了獲得最高效率并避免浪費能源，我們必須確保將最新的開關元件與高性能電感器耦合。
電感（L）
根據經驗，通常建議以30％至40％的紋波電流開始轉換器設計。這將導致由公式（1）計算的標稱電感（L）：
其中DC是轉換器的占空比，VOUT是輸出電壓，fSW是開關頻率，ΔIL是紋波電流。
對于此示例，輸入電壓為24V，輸出電壓為5V，紋波電流為800mA（平均2A負載），開關頻率為500kHz。利用這些數字，我們可以計算出典型電感為9.89μH。
紋波電流（ΔIL）
紋波電流（ΔIL）是疊加在平均負載電流上并流過主功率電感器以對輸出電容器（COUT）充電的低頻AC電流量。紋波電流可用公式（2）估算：
圖4：平均負載電流時的紋波電流
圖5：24V Buck轉換器的電感器電流（藍色）和開關節點電壓（黃色）
圖4顯示了重要的設計參數，包括峰值電流（IPEAK）和平均電流（IAVG）。該平均電流是我們系統的預期負載電流，并連接到降壓轉換器的輸出。紋波電流（ΔIL）的一半加到平均負載電流上，形成峰值電流。對于成功且高效的降壓轉換器設計，至關重要的是電感器的飽和電流（ISAT）超過峰值電流。
圖5顯示了一個優化的24V至5V降壓轉換器的示例，該轉換器將MPS的MPQ4572與15μH電感器（MPL-AL6060-150）結合使用。紋波電流在2A負載電流附近振蕩，具有理想的三角波形。
飽和電流（ISAT）由于現代電感器中使用的鐵磁材料的物理特性，匝數和電感（L）越大，飽和電流（ISAT）就越低。圖6顯示了典型的ISAT圖。從該圖可以看出，在2A負載電流下，有效電感為13μH。
圖6：飽和電流（ISAT）與電感電流（IL）的關系
圖7：飽和電流過低的電感器電流（藍色）和開關節點電壓（黃色）
作為電源設計人員，必須牢記的是，隨著流過電感器的電流的增加，電感會減小。溫度升高會降低有效電感。取決于電感器中使用的技術，結構和材料，飽和電流的曲線可以穩定到幾安培。
由于高效電感器具有軟飽和和降壓轉換器，因此IC具有諸如峰值電流限制之類的保護功能。這意味著無法選擇錯誤的電感器。即使電感過高或過低，我們仍然會看到合理的結果。但是，在飽和電流上具有足夠的裕度很重要，因為不足的裕度會導致系統效率低下。較低的飽和電流會導致電感器電流急劇尖峰（請參見圖7）。
額定電流（IR）和直流電阻（RDC）另一個要考慮的重要參數是額定電流（IR）。請記住，隨著電感的增加，額定電流（IR）會減小。展望未來，我們可以直接使用平均負載電流作為有效溫升（ΔT）的估算值。
由于銅繞組內部的直流損耗，溫度升高與自熱直接相關。這意味著直流電阻越低，自熱越好，電感的額定電流（IR）越高。
圖8：額定電流圖
形成電感器線圈的漆包銅線的直徑在較小的封裝尺寸中較小。這導致較高的直流電阻，直流損耗和較低的IR。對于成功的降壓轉換器設計，在封裝尺寸和額定電流之間選擇一個好的折衷方案很重要。根據經驗，在正常工作條件下，溫度升高20°C至30°C是可靠的起點（見圖8）。就EMC而言，在PCB上具有非常小的組件也很重要，因為熱環路會變得更小。
使電感器和降壓穩壓器匹配以實現最佳效率現在，我們已經了解了基礎知識，找到降壓轉換器的最佳效率意味著我們需要選擇一種性能匹配的穩壓器IC和電感器。如果我們忽略電感器的交流損耗和MOSFET的過渡損耗，則可以關注直流功率損耗。
任何導體的功率損耗（PLOSS）均可通過公式（3）計算：
由于MOSFET具有導通和關斷時間，因此開關MOSFET的導通損耗并不總是在整個開關周期內加在一起。當高端MOSFET（HS-FET）導通時，它給我們帶來的功率損耗乘以占空比（DC）。通過將電感器的DC電阻（RDC）與MOSFET的RDS（ON）進行比較，我們可以使用RDS（ON）的一部分進行匹配。（RDC）和（DC x RDS（ON））這兩個詞應彼此接近。它們不需要完全相等，但是我們可以在接近的條件下（在mΩ以內）看到最佳效率。
例如，對于24V至5V的轉換，占空比為VOUT / VIN = 0.208，這意味著HS-FET僅在20.8％的時間內傳導電感電流。這意味著傳導損耗僅占總傳導損耗的20.8％。但是，低端MOSFET（LS-FET）的電感電流為79.2％，這在大多數時間都是導通的。這就是為什么大多數現代降壓穩壓器具有不同比例的MOSFET開關的原因。
為了最大程度地降低損耗并在尺寸，性能和成本之間實現有效折衷，首先要使電感器的直流電阻與MOSFET的RDS（ON）之比匹配。
由于現代降壓轉換器的導通電阻范圍從幾十到數百mΩ，因此最佳性能可以與使用圓形或扁平銅線以及模制鐵氧體化合物的小型高導電功率電感器相媲美。