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技術專題
IGBT和二極管技術集成在低電感ANPC拓撲中
在過去的兩年中，隨著全球光伏市場的蓬勃發展以及較低水平的能源成本（LCoE）帶來的好處，1500 VDC光伏系統已成為主流。同時，由于其不斷提高的功率密度，靈活性和簡化的維護，串式逆變器解決方案也變得越來越受歡迎。
為了支持這一市場趨勢，英飛凌開發了新型的低電感Easy 3B封裝以及特殊的950 V IGBT和二極管技術。結合有源中性點鉗位（ANPC）拓撲，此組合將1500 VDC PV串式逆變器的功率密度提高到一個新的水平，從而進一步降低了LCoE。
圖1顯示了太陽能逆變器中使用的典型ANPC拓撲。使用SHeading 2ix子系統，每個子系統均由一個IGBT（T1至T6）和一個反并聯二極管（D1至D6）組成。VDC從DC +到N和從N到DC-對稱地施加。被調查的ANPC
圖1：分別在子系統1至4和5至6中具有快速切換設備和低靜電損耗設備的ANPC拓撲的示意圖。實線和虛線表示所研究的換向路徑
拓撲在子系統1至4中使用了快速切換設備，在子系統5和6中使用了低靜態損耗設備。參考資料中提供了ANPC拓撲和相關換向路徑的全面討論和解釋。[1，2]。
在有功功率（例如正輸出電壓和正輸出電流）中，圖1中的實線和虛線綠線表示典型的換向路徑。為了清楚起見，T1與D2換向，而T5連續處于導通狀態。因此，用于有功功率操作的一條主要換向路徑在DC +和N和/或N和DC-之間。因此，應通過設計措施將這些路徑中的寄生效應降至最低，以確保優化的性能。
圖2：650 V，950 V和1200 V MPT IGBT技術的權衡圖。在TJ = 150°C和VDC = 2/3?VCES時提供靜態和動態值。作為參考，還顯示了650 V和1200 V的最新第四代IGBT
面向太陽能應用的新型950 V技術新型950 V IGBT技術基于微圖案溝槽（MPT）電池設計，這在650 V TRENCHSTOP?5和1200 V TRENCHSTOP?7 IGBT中是眾所周知的[3，4， 5]。為了滿足ANPC拓撲中每個子系統的特定要求并優化系統效率，開發了兩種獨立的器件性能：具有中等靜態損耗但動態損耗顯著降低的快速開關IGBT（S7），以及低靜電損耗優化的IGBT（L7）。新型950 V二極管基于著名的650 V RAPID技術，具有足夠的柔軟度，宇宙射線強度和低動態損耗。
圖2顯示了650 V，950 V和1200 V MPT技術的權衡圖。所有值均在150°C的結溫（TJ），標稱電流和相應阻斷電壓VCES的2/3的直流母線電壓（VDC）下提供。可以看到，650 V MPT技術提供了具有較高靜態損耗的超快開關器件（H5）以及優化了靜態損耗的器件（L5）。與1200 V T4相比，1200 V MPT技術（T7）結合了低靜態損耗和適度的動態損耗。無論如何，由于1200 V的阻斷能力，T7的動態損耗要比S5大（接近8倍），盡管兩者在額定電流（Inom）時都具有可比的集電極-發射極電壓（VCE）。因此，950 V MPT技術彌補了這一性能差距。
L7的動態損耗比T7高約50％，但靜態損耗卻低得多。在中等靜態損耗下，S7僅顯示T7動態損耗的三分之一。應該記住的是，電流密度隨阻斷電壓的增加而降低。在L7和S7的情況下，電流密度比T7高約50％。因此，如果在功率模塊中使用相等的芯片面積，則相對于1200 V IGBT，950 V IGBT的性能優勢將更加明顯。此外，將L7和S7與最新的1200 V T4和650 V E4進行比較，強調了與MPT概念和所用技術直接相關的好處。
圖3：IC = Inom和IC = 0.1?Inom時，L7，S7和T7的L7，S7和T7的關閉波形（左側）和打開波形（右側），在TJ = 25時VDC = 600 V ℃。這些表包含特征參數
在下文中，重點是L7，S7和T7。圖3顯示L7，S7和T7的關閉和開啟波形。對于關斷，S7提供最激進的開關性能，即最高的開關斜率（dv / dt）和峰值電壓VCE peak。專注于S7，VCE，峰值接近其最大值。L7和T7非常柔軟，沒有達到臨界值。對于接通，所有設備都提供可比的開關性能。如果另外降低柵極電阻（RG），則S7可能會實現更低的開關損耗和更高的dv / dt值。
針對1500V太陽能應用的優化電源模塊
如參考文獻中所述。[6]，為了在最終系統中實現最佳性能，必須對電源模塊進行優化設計。為此，采取了以下步驟來開發針對1500 V太陽能應用的優化電源模塊：
首先，確定了ANPC拓撲的主要換向路徑，如圖1所示。
其次，在平行板設計中，電源端子彼此靠近放置，以最小化DC +與N和N與DC之間的雜散電感。DC +，N和DC-的位置如圖4所示。輸出端子與輸入端子相對，從而簡化了PCB設計。
圖4：Easy3B封裝，具有基于950 V的ANPC拓撲的相應引腳
第三，以這樣的方式定義內部布局，即對于關鍵計算路徑，只有很小的換向回路出現在基板水平上。避免了模塊基板之間的換向路徑。
第四，使用新穎的無底板Easy3B封裝開發了一種非常低的電感和對稱電源模塊。因此，在與兩個傳統Easy2B封裝相同的占位面積上，僅實現了15 nH的模塊雜散電感。此外，與Easy1B和Easy2B相比，Easy3B封裝可降低熱阻。
最后，在此電源模塊設計中實現了950 V IGBT和二極管技術。因此，針對1500 V太陽能逆變器（標稱電流為400 A）進行了優化的ANPC拓撲完全集成在單個電源模塊中。
使用圖1所示的1500 V ANPC拓撲結構評估電源模塊的性能。S7和L7分別在子系統T1至T4和T5至T6中實現。T2和T3提供200 In的Inom，而所有其他IGBT的Inom值為400A。關于二極管，分析了兩種主要情況。在第一個中，所有子系統中都集成了200 A RAPID二極管。在第二個中，Inom = 60 A的1200 V SiC肖特基二極管取代了RAPID二極管D2和D3。使用帶有T7和EC7的ANPC拓撲作為參考，并對有功功率換向路徑進行比較。在所有情況下，假定平均模塊溫度最高增加30 K，因此限制了解決方案的可用性。
圖5顯示了在DC +和DC-端子之間施加1200 V時，最大可實現的輸出電流Iout與開關頻率fSW的關系。實線表示參考的Iout和上面提到的兩個基于L7 / S7的方案。所有這三種解決方案均提供相同的標稱電流。在非常低的fSW時，T7 / EC7解決方案的Iout比兩個L7 / S7版本高出15％。在典型的fSW高于20 kHz時，該收益降低到大約7％。值得一提的是，只有T7 / EC7解決方案的功率密度顯著降低才能帶來這種虛假的Iout收益。如果使用相同的功率密度，即使用相同的L7，S7和RAPID二極管芯片面積，情況就會改變。虛線將其可視化。
圖5：在相同的熱邊界條件下，不同型號和功率密度的I out與fSW的關系。插圖：在對應的Iout處，不同效率和功率密度的系統效率與fSW的關系。
顯然，帶有RAPID二極管的L7 / S7和帶有SiC二極管的L7 / S7現在分別提供了高達40％和75％的Iout增加。即使對于fSW在20至40 kHz范圍內，Iout也比T7 / EC7參考值大10％，最大26％。這些發現不足為奇，因為T7和EC7針對通用驅動器進行了優化，從而降低了開關頻率。因此，如果像太陽能應用中一樣需要更快的開關速度，那么L7和S7的優勢就顯得尤為重要。
圖5的插圖顯示了對應最大Iout的系統效率與fSW的關系。所有解決方案均提供至少99.2％的系統效率。無論如何，基于L7 / S7的解決方案比基于T7的解決方案至少提供0.05％到0.3％的更高系統效率。應該記住的是，與基于In7 = 400 A的基于L7 / S7的解決方案（實線）相比，具有更大芯片尺寸（虛線）的L7 / S7的系統效率稍低，同時伴隨著更高的Iout。盡管系統效率略低，但在fSW = 20 kHz時Iout增強了25％至35％。