為射頻電源設計多相降壓轉換器

2021-08-18

為射頻電源設計多相降壓轉換器

似乎就在昨天，我們還在談論未來的 5G 部署，現在最初的 5G 網絡已經在美國、中國和韓國投入使用。5G 系統正在改變設計人員處理基站和發射器設備以及手機、汽車、中繼器和物聯網產品的方式。5G 部署的進一步擴展離不開基站的更大創新和發射器設備向小型本地化小區的擴展，以便向用戶提供服務。

在現場的基站設備中，射頻電源和放大器在信號傳輸中起著核心作用，射頻電源的設計必須能夠高效支持這些系統中的信令。不幸的是，早期的 Si、SiC 和 GaAs 功率 MOSFET 產品通常無法從有源器件中散發足夠的熱量，從而使器件保持涼爽。我們在 2019 年夏天看到了這種加熱問題的變化，當時新智能手機中的 5G 調制解調器因過熱而關閉。類似的問題也發生在基站中。

通常，您需要使用散熱器或風扇等組件來保持功率放大器級在運行期間產生熱量時保持冷卻，特別是當它們由直流電源供電時。射頻發射器系統需要為散熱器、笨重的外殼、風扇和其他冷卻設備留出大量空間。以更高的效率獲得更小的 RF 電源占用空間需要幾個簡單但重要的步驟：

在 SiC 上使用更新的半導體器件，如 GaN FET

為電源和放大器使用替代穩壓器拓撲，例如具有包絡跟蹤功能的多相降壓轉換器

在本文中，我們將主要關注第二點，特別是一種可以在射頻電源和放大器中實現更高功率轉換效率的穩壓器拓撲：多相降壓轉換器。在我們介紹此設計時，我將展示一個示例，該示例使用 GaN MOSFET 作為該轉換器中的開關元件，以及如何將這種類型的轉換器集成到 RF 系統的電源中。這種類型的電源設計旨在為具有調頻信號的射頻發射器提供穩定的電源。

包絡跟蹤電源

向射頻功率放大器提供直流電源的一種優選方式是使用包絡跟蹤電源。我不會詳細介紹如何設計這種特殊類型的電源，我將把它留到另一篇文章中。使用包絡跟蹤的主要優點是操作期間散熱較少。包絡跟蹤電源跟蹤通過放大器提取的調制信號的疊加幅度包絡。通過這種方式，提供給放大器的功率在與輸入信號相同的瞬間增加或下降，因此當內部 FET 接近其關閉狀態時，會以熱量的形式耗散更少的功率。

射頻電源中使用的包絡跟蹤原理。

與不使用包絡跟蹤的類似電力系統相比，這些系統往往具有更高的峰均功率比 (PAPR)。許多類型的包絡跟蹤電源已用于線性放大器、開關轉換器和具有線性輔助開關的轉換器。減少放大器中作為熱量損失的功率的目標是確保高效率。在射頻電源中實現的包絡跟蹤需要低噪聲的精確調節。與數字系統形成對比，在數字系統中，開關噪聲遠不如電源總線上的瞬態重要。因此，采用低噪聲設計可以跟蹤大帶寬（20 MHz 水平），同時還具有低關斷開關損耗。

對于包絡跟蹤射頻電源中的這種應用，我們更喜歡多相降壓轉換器。這種類型的降壓轉換器使用具有強制相位延遲的多個驅動級來驅動標準降壓轉換器電路中的標準 LC 布置。出于以下三個原因，我們希望使用這種類型的降壓轉換器：

通過以低占空比運行并設置定義的相位關系，輸出電感器中的電流將看到更高的開關頻率，這有利于低噪聲。

由于#1，如果需要，以更高的組合開關頻率驅動允許您使用物理上更小的電感器。

盡管驅動輸出電感的等效開關頻率會很高，但您仍然可以在較低頻率下驅動各個開關級。

使用合適的電感器或相位延遲驅動器，可以實現零電壓開關，進一步降低軟開關期間的損耗。

多相降壓轉換器設計

下圖顯示了具有三個離散輸出電平的兩相降壓轉換器的示例電路圖。開關級是電路中最復雜的部分。然而，輸出 LC 濾波器執行與標準（單相）降壓轉換器（低通差模濾波器）相同的功能。

2 相 3 電平降壓轉換器

只要使用正確的高頻 PWM 驅動器，這種設計就可以在 ~100 MHz 的開關頻率下運行，并具有零電壓開關 (ZVS)。上面顯示的四階輸出濾波器提供所需帶寬內的包絡跟蹤。下面示出了時序圖如何電壓控制跨越高側飛跨電容器（實施V的Ca）在其輸出電平之間的范圍內V中/ 2和V我? 0.5 < d <1.0?？傒敵鲭娏魅园恍┘y波，但頻率是高端和低端 MOSFET 開關頻率的 4 倍。

建議的開關轉換器中的降壓轉換器波形：0.5 < D < 1 對于 2 相、3 電平降壓轉換器。

飛跨電容器（C a和C b）在這里發揮重要作用，與典型的單相降壓轉換器具有相同的功能：在 MOSFET 陣列開關時定期充電和放電，從而通過輸出電感器提供功率。我想指出一個重要的結論，你可以從上面的圖表中得出一個之前可能并不明顯的結論：

多相轉換器的行為類似于以 N 倍頻率或 N 倍輸出電感驅動的單相轉換器。

這是開關轉換器的核心優勢。用包絡跟蹤和一些低結合- [R ON的GaN FET的，從該供給由放大器汲取的電力將具有更少的噪聲，但具有較小的覆蓋區，更輕的冷卻需求?，F在，我們需要為每個相位選擇一些 GaN FET 和輸出電感器。

電感選擇

要實現這種類型的系統，下一個任務是選擇設計中使用的 FETS 和電感器（在高端和低端標記為 L1）。當晶體管中的漏源電壓值由驅動器切換時，這些電感器對于驅動 ZVS 很重要。在這種類型的應用中，氮化鎵FET和MMIC的是最優選的用作電源系統的開關元件為它們的低- [R ON值和高的熱導率，其轉儲熱量進入PCB基板或到附近的散熱片。

雖然可能不明顯，但該系統中的電感器需要適當調整大小以達到 ZVS。通過選擇合適的 L1 值，使峰間紋波電流大于平均電流值的兩倍，即可達到這種開關條件。通常，要實現 ZVS，您需要使用復雜的控制電路，其中輸出電流將在 ZVS 周期之間動態限制。

接下來，我們來看看電感 L1，它的設計應能適應所需的占空比范圍。對于 N 相三電平轉換器，在具有負載電阻R L、占空比 D 和等效開關頻率f s的高端開關 S1x 和 S2x 中達到 ZVS 所需的最大值 L1為：

3 電平 N 相降壓轉換器電感器。

最后，上式中的f項（等效頻率）如下所示。請注意，對于N = 2，我們得到了四倍的驅動頻率，就像我們從上圖中所期望的那樣。

N 相降壓轉換器等效開關頻率。

這些轉換器的占空比范圍可低至 0.1 至 0.9；L1 應確定為 D 的最大值或最小值。該轉換器將連接到功率放大器輸入端，當放大器接收到其驅動信號時，該輸入端將降至低阻抗。

場效應管選擇

對于高頻設計，例如此處針對 4G LTE 和更高工作頻率的示例，電源系統需要超越 Si 功率 MOSFET。GaN FET 是此時的理想器件，因為它們在較高頻率下具有較低的導通狀態損耗，而在這種情況下，Si 將無法使用。最接近的對應物是 GaAs 和 SiGe，但這些材料平臺在需要高效功率轉換的毫米波頻率下仍然表現不佳。

對于這種類型的 RF 電源，您需要 Si MOSFET 以外的東西有幾個原因：

較低的柵極電容

反型層與體層的高遷移率

更高的設備溫度限制

更高的擊穿場

更高的導熱性

較低的電容

駕駛時更深的飽和度

查看一些Octopart 搜索結果以查看一些示例組件。選擇 FET 后，您可以查看具有任意驅動信號的仿真，以確定該穩壓器設計的電源轉換效率。只要您的開關 FET 的真實模型可用，您就可以通過SPICE 仿真來實現這一點。在這里，您需要將傳輸到負載的時間平均輸出功率（使用輸出電壓 Vo）與不同占空比的快速電容器兩端的電壓進行比較。

這里的另一個主要電路挑戰是串聯連接 FET 陣列。我過去討論過并聯 MOSFET 陣列，如果在陣列輸出中沒有連接一點電阻，它們就會振蕩。串聯 FET 在電源系統中實際上更難處理，尤其是當開關部分有高輸入電壓時。在串聯布置中，目標是確保電壓在整個設計中均勻分布，這是非常困難的，因為結電阻是非線性的，具體取決于柵極電壓。一般來說，串聯陣列中的第一個 FET 耗散的電壓最大，因此它會首先失效。這是一個有趣的問題，但 CMOS 緩沖器的結構表明它是集成電路設計中的一個基本問題。

多相降壓轉換器的布局技巧

布局中需要考慮的要點是隔離、FET 陣列的散熱以及如上所述在陣列中的 FET 上均勻分布壓降。 

隔離：通過緊密布線來布置電路板以確保低電感是防止設計中從下游接收到過多 EMI 和噪聲的第一步。附近的接地層有助于確保低電感布線并提供一些屏蔽。

放置：考慮到 FET 的串聯布置和放置附近 PWM 控制器的需要，我會將所有東西沿線性布置放置，以確保從設計中提取的 RF 功率不會耦合回設計的輸入側。

散熱：射頻電源中所需的高級 FET 會散發大量熱量，而這些熱量需要散布到某個地方。附近的平面是一個不錯的選擇，因為熱量可以從 FET 傳導出去。電路板和外殼之間的熱界面材料也將有助于消除電源中產生的任何熱量。