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數字還是模擬？我和Q合并和分離應該怎么做？
模擬IQ調制器（用于發送器）和IQ解調器（用于接收器）已經使用了數十年（[1]至[3]）。
最近，推出了新的A / D和D / A轉換器，它們可以直接采樣1至4 GHz的IF。在第2，第3和第4奈奎斯特區域（[4]至[7]）采樣。這些與高速數字邏輯相結合，使得組合（對于A / D）和分離（對于D / A）能夠以數字方式完成（[8]至[21]）。在數據轉換器（DAC或ADC）位于位置“ D”的圖1（a）（對于調制器）和圖1（b）（對于解調器）中對此進行了說明。
圖1（a）。 調制器
圖1（b）。解調器
另一方面，集成的模擬I，Q組合器和分隔符在I和Q路徑之間具有很好的匹配，從而解決了以模擬方式進行這些處理的一些反對意見。與IF中的直接采樣相比，模擬技術還需要兩倍于數據轉換器（A / D或D / A）的數據轉換器，但是它們以較低的采樣率運行；因此它們更便宜且所需電量更少。在數據轉換器（DAC或ADC）位于位置“ A”的圖1（a）（對于調制器）和圖1（b）（對于解調器）中對此進行了說明。
作者開始考慮這個問題。他向幾個LinkedIn組征詢意見，并獲得了寶貴的答案。經確認書的認可，以下將對其進行確認。他還發現了關于現代集成電路（IC）的這些功能的所有信息，以及對這些IC的性能要求的確定結果。由此，他試圖得出任何可以得出一般性結論的答案。“應該通過模擬還是數字方式進行IQ調制和解調？”
模擬智商方法
模擬IQ方法已經存在了數十年（[1]至[3]）。任何IF或RF信號都可以表示為
R（t）= I（t）cos（2πft）+ Q（t）sin（2πft）
其中f是載波頻率，I（t）稱為同相分量，Q（t）稱為正交分量。模擬IQ調制器獲取基帶信號I（t）和Q（t）并形成R（t）。如圖1（a）所示，DAC處于位置A。模擬IQ解調器將R（t）作為輸入，并形成I（t）和Q（t）。如圖1（b）所示，DAC處于位置A。
模擬方法的一個關鍵問題是保持兩條路徑上的增益相同，并且相位差恰好為90o。有時由于這些要求而被忽略的是兩個低通濾波器。對于存在明顯信號能量的所有頻率，它們應該精確地進行增益和相位匹配。這些要求的更精確量化，以及因偏離這些要求而導致的損害，將在以后的文章中介紹。
數字智商方法
高速數據轉換器（DAC和ADC）的最新發展已使人們避免了在“模擬IQ方法”部分中討論的IQ不平衡問題，方法是數字地實現IQ調制器和解調器功能，從而無需產生增益和相位即可產生增益和相位。錯誤（[5]，[8]至[21]）。對于調制器情況，輸出處有一個高速DAC，如圖1（a）所示，DAC處于位置D。對于解調器情況，其輸入處有一個高速ADC，如圖1（a）所示。圖1（b），ADC處于位置B。
通常，這些數字方法利用混疊效應，即所謂的帶通采樣（[22]至[24]，[24A]，[24B]）。圖2（a）顯示了及時采樣的波形。圖2（b）顯示了未采樣和采樣信號的頻譜。ADC的采樣時鐘執行與RF混頻器中的本地振蕩器相同的功能。對于ADC，模擬濾波器只能使一個Nyquist區域中的信號通過，并且這種混合動作可用于將該Nyquist區域中的信號下變頻為基帶。
圖2（a）。時域采樣
圖2（b）。未采樣和采樣信號的 頻譜
對于DAC，可以及時調整輸出形狀，以改善較高頻率下的性能。
圖3（a）顯示了“正常”或“不歸零”（NRZ）DAC輸出。每次采樣后，輸出保持恒定，直到下一個采樣為止。模擬頻譜如圖3（b）所示。
圖3（a）。時域采樣
圖3（b）。
圖4（a）顯示了“歸零”（RZ）DAC輸出。每次采樣后，輸出在半個采樣周期內保持恒定，然后變為零。如圖4（b）所示，這具有增加第二奈奎斯特區中幅度的作用。
圖4（a）。時域采樣
圖4（b）。
圖5（a）顯示了“混合”或“ RF” DAC輸出。每次采樣后，輸出在半個采樣周期內保持恒定，然后變為該值的負值。這與使用本地振蕩器波形的兩個極性的混頻器的操作相同。如圖5（b）所示，模擬頻譜在第二奈奎斯特區的振幅更大。通過上述任何一種方法創建波形后，必須使用低通或帶通濾波器濾除所需的頻率，以消除可能存在的任何不希望的混疊和雜散響應。
圖5（a）。時域采樣
圖5（b）。
數字方法避免了正交不平衡的任何問題。但是，由于量化和采樣效應，所有數據轉換器都有其自己不希望的特性。其中一些效果將在下一篇文章中顯示。與模擬IQ網絡相比，這些高速數據轉換器的成本和功率要求通常也很高。